：简介 在解决与为成本优化型应用设计精确电流测量电 路相关的难题时，设计人员面临着很多选择。方 法十分普遍， 从使用通用运算放大器或模数转换器 (ADC)（无论 是独立工具还是嵌入到微控制器 (MCU) 中），到 利用各种专门为电流检测而设计的定制组件，不仅 能够给大家提供最大的灵活性，且能以特定方式解决难题。 ​另一个难题是如何快速有效地缩小选择范围，找到 与您的特定系统要求最为匹配的潜在器件。TI 应 用手册通过解决特定用例，重点介绍怎么来识别 电路/功能问题，以及简要介绍与该功能 相关的任何难题，从而

　　第 3 章：开关系统中的电流检,测具有增强型 PWM 抑制功能的低漂移、精密直列式电机电流测量

　　第 5 章：宽 VIN 和隔离式电流测量,将差分输出（隔离式）放大器连接到单端输入 ADC(√）

　　无论您是检测工业三相伺服电机系统、电动汽车电池管 理系统还是光伏逆变器中的电流，通常都需要包含某种 安全隔离方案。安全有关标准定义了与特定设计相关的 终端设备特定隔离要求。确定所需安全绝缘级别（基本、补充或增强）需要仔细考虑各种各样的因素，具体取决于设备 类型、所涉及的电压水平以及设备的安装环境。

　　TI 提供了各种用于电压和电流 分流检测的隔离式分流放大器，可满足基本或增强型隔离要求。对需要增强型隔离的应用，AMC1301 输出 围绕 1.44V 共模电压变化的全差分信号，可以直接馈送 到独立模数转换器 (ADC) 中（如图 1 所示），或者馈 送到 MSP430TM和 C2000TM微控制器系列的板载 ADC 中。

　　MSP430 和 C2000 处理器系列都具有嵌入式单端输入 ADC - 因此问题 变为“如何将该差分信号传输到我的 单端数据转换器中？”为达到这一目标，最简单的方法 是仅使用 AMC1301 的一个输出，将第二个输出悬空。 该解决方案的缺点是数据转换器只可以使用一半的输出电 压摆幅，以此来降低了测量的动态范围。AMC1301 的模拟 输入范围是 ±250mV。在 8.2 的固定增益下，VOUTN 和 VOUTP 电压为 ±1.025V，围绕 1.44V 共模输出电 压变化，如图 2 所示。差分输出电压为 ±2.05V。

　　通过添加差分转单端放大器输出级（如图 3 所示）， 使 ADC 可以在一定程度上完成 AMC1301 的整个输出范围。

　　在公式 1 中为 R1 至 R4 使用等值电阻器并将 VCM 设 置为 2.5V，则公式 1 简化为公式 2：

　　图 4 显示了 AMC1301 的输入和输出电压， 最终差分转单端输出级的输出电压。全新 差分电压可转换为 0.5V 至 4.5V 的单端信号。

　　根据 ADC 的输入电压范围，您可以将增益或衰减纳入差分转单端级，以调整输出摆幅。输出共模电压是可调的，以供同时满足 ADC 的输入需求。

　　大多数 MSP430 器件上的嵌入式 ADC 在使用内部电压 基准时的输入电压范围为 0V-2.5V。使用 AMC1301 的 VOUTP 将为 ADC 提供 0.415V 至 2.465V 的输入信 号，该信号完全处于转换器的输入范围内，同时仅使用 AMC1301 的一半输入范围。如图 5 所示，利用增 益为 0.5 的差分转单端放大器配置和 1.25V 的共模电压，AMC1301 的整个电压范围适用 于 ADC。

　　以 MC1301 的单个输出来驱动使 单端 ADC，但在输出端添加虽用 差分转单端运算放大器级可然A确保目标应用具有最大的可能动态范围。

　　AMC1100 或 AMC1200 以较低的价格提供与 AMC1301 性 能类似的基本隔离。对需要双极输出选项的应用， TLV170 是很好的选择。

　　对于高侧电源电流检测需求，您一定要了解电源的最大电压额定值。最大电源电压将决定电流检测放大器的选 择。电流检测放大器的共模电压应超过电源上的最大电 压。例如， 如果您要在瞬态电压不超过 96V 的 48V 电源上测量 电流，则要设计一个最大共模电压支持 96V 的电流 检测放大器。

　　对于一个 400V 电源，您要选择共模 电压支持 400V 的电流检测放大器。 如果您要实现小于 1% 精度的目标，那么高压、高侧电流检测的成本可能会很昂贵。对于高于 90V 的 共模电压，电流检测放大器的选择通常 仅限于可能很昂贵且需要庞大物料清单 (BOM) 的隔离 技术。但是，通过添加一些廉价的外部组件（如电阻 器、二极管和 P 沟道金属氧化物半导体 (PMOS) 场效 应晶体管 (FET)，可以将低压共模电流检测放大器扩展到超出其最大额定值。

　　监测高压高侧电流检测的 最简单方法是在设计中采用具有外部输入电压分压器 的低压电流检测放大器。例如，如果您为 80V 应用 选择 40V 共模电压放大器，则需要 将 80V 输入共模电压 拆分为 40V 共模电压。您能够正常的使用外部电阻分压器来拆分该 电压，如图 1 所示。

　　不过，这是一种简单的设计方法，其优缺点很明显。 放大器的增益误差和共模抑制比 (CMRR) 取决于外部输入分压器电阻器的精度和匹配度。除了增益误差和 CMRR 误差之外，外部电阻 器的容差也会引起输入电压的不平衡，因此导致额外的输出误差。

　　此误差会随温度的升高而增加，具体取决于电阻器的漂移规格。 一种最大限度地减小输出误差的方法是使用匹配 0. 1% 精度的低温度漂移外部电阻分压器。

　　由于分压器具有输出误差和性能直线下降的难以处理的后果，因此 另一种方法是将电流输出放大器的接地基准移到高压共 模节点，如图 2 所示。图 2 允许在超出 INA168 额定 共模电压 (60V) 的更高电压下进行电流检测。 通过设计适当的 PMOS FET (Q1)，您可将此技术扩展到任何超 过 60V 的电压。

　　在图 2 中，齐纳二极管 DZ1 用于调节电流分流监控器工作的电源电压，该电压会相对于电源电压浮动。 DZ1 可在预期的电源电压范围（通常为 5.1V 至 56 V）内为 IC1 和 Q1 的组合提供足够的工作电压。选 择 R1 可将 DZ1 的偏置电流设置为某个大于 IC1 最 大静态电流的值。

　　图 2 中显示的 INA168 在 400V 时的最大额定值 为 90μA。DZ1 中的偏置电流在 400V 时约为 1m A，远高于 IC1 的最大电流（所选的偏置电流值 可以将 R1 中的耗散限制为小于 0.1W）。将 P 沟道金属氧化物半导体场效应晶体管 (MOSFET) Q1 连接到共源共栅放大器，可将 IC1 的输出电流降至接地 电平或更低。晶体管 Q1 的 额定电压应比总电源与 DZ1 之间的差值高几伏特，因 为 Q1 源极上会出现向上电压摆动。选择 RL（IC1 的 负载电阻器）时假设 IC1 是单独使用的。Q1 的共源共 栅放大器连接可确保使用 IC1 时可远高于其正常的 60 V 额定值。图 2 中显示的示例电路是专为 400V 工作电压设计的。

　　扩展功率监视器的共模电压范围高压系统（40V 至 400V）的系统优化和功耗监控若经过精确实施，能改善系统功耗管理和效率。了解电流、电压和系统功耗信息有利于诊断故障或计算系统的总功耗。监控故障和功耗优化可防止过早发生故障并明显降低功耗（通过优化系统关闭和唤醒）。

　　图 3 说明了如何在支持 40V 至 400V 系统的应用中采 用 36V 共模电压功耗监控器件 INA226。图 2 显示了用于将分流电阻器上的感应电压镜像到精密电阻器 R1 上的精密轨至轨 OPA333 运算放大器。 OPA333 在其电源引脚之间使用 5.1V 齐纳二极管浮动高达 400V。

　　该运算放大器用于驱动电流跟随 器配置中的 600V PFET 的栅极。通过选择低泄漏 PF ET，即使在测量的低端也能获得准确的读数。R1 上的电压可设置 FET 的漏极电流。

　　通过使 FET 漏极中的电阻器 R2 匹配为等于 R1，R2 上将形成 VSEN SE 电压 (VR2)。INA226 电流监控器的输入端连接在 R2 上，用于电流检测。因此，该电流监控器不需要高共模能力，因为它只能检测到在 VSENSE（通常小于 100mV）左右徘徊的共模电压。INA226 是具有 I2C 接口的高精度电流/电压/功率监控器。

　　INA226 还可以检测小于 36V 的总线电压。由于此处使用的总线V，因此采用分压器将高压总 线 共模范围内的电压。采用 64 的比率后，总线电压的最低有效位 (LSB) 可以相应地增减， 以获得实际的总线电压读数。在这种情况下，您能够正常的使用修改后的 80mV LSB。为分压器选择精密电阻器有助于保持总线测量精度。

　　（本文档是对“汇流条工作原理”应用报告和 “双 DRV425 汇流条应用设计需要注意的几点”TI 应用手册的 补充。）

　　可用来感应电流的方法有许多种。大多数应用都基于分 流电阻器上的电压测量。该方法很难处理高电流 (100A) 和/或高电压 (100V).对于超出这些水平的设 计，基于磁场的电流检测是 一种常见的解决方案。在基于磁场的解决方案中，测 量的磁 场 (B) 与电流 (I) 成正比，与到电流承载导体的距离 (r) 成反比（安培定律），如图 1 所示。

　　可以使用两个DRV425集成磁通门磁场传感器（放置 在汇流条中心的镂空中）来检测流经汇流条的高电 流。 由于电流在镂空周围 被分为相等的两部分，因此会在镂空的每侧周围产生一 个磁场梯度。镂空内存在的磁场线沿相反的方向流动。 DRV425 器件的最大磁场感应范围为 2mT。在使用该实 现办法来进行设计时，您需要查明系统级需要注意的几点，以防 超出该最大范围。该设计的性能受镂空配置、DRV425 的印刷电路板 (PCB) 布局方向和杂散干扰磁场位置的影响。

　　TI 建议的实施方式是在汇流条中心形成一个孔，使 DRV425 器件灵敏度轴在 PCB 上沿垂直方向，如图 2 所 示。当孔位于汇流条中心时，电流将在孔的周围被分为相等的部分。由于磁场与 电流流动方向垂直，因此该孔会在电流在其周围流动时 对孔内的磁场进行放大。

　　孔的尺寸需要尽可能小，但至少要大于为双 DRV425 器 件设计的 PCB 的宽度。孔越小，镂空的每侧生成的磁场就越大。孔每侧周围的磁场呈椭圆形，并且方向在镂 空内彼此相反。镂空的每侧产生的磁场强度在镂空中心为零，随着向镂空的边缘移动逐渐增大。每个磁场的强度将在镂空内的 y 轴中达到最大。这使得沿着 PCB 垂直方向的每个 DRV425 器件能够检测到所需磁场的较大强度。

　　每个器件的灵敏度轴在 PCB 上沿着相反的方向，从而能够测量到两倍的所需磁场。该方向的另一个好处是能够更好的降低或消除任何杂散磁场的影响，因为它们 仅 在镂空内沿一个方向流动。

　　不过，该配置并非对所有系统都有效。注意设计中所 有磁场的影响是实现最佳性能的关键。让我们来研究 一下选不一样配置的可能原因。

　　由于当电流环绕在孔周围时磁场会放大，因此建议使用孔。由于杂散磁场不会由于孔而产生任何放大，因此该配置可提供更佳的信噪比水平。 但也有两种使用槽配置的原因：

　　• 低电流/小汇流条。当使用垂直 PCB 器件布局方向时，如果汇流条的大小不足以容纳孔，槽配置可支持更窄的开口。更小的开口会导致双 DRV425 器件 获得更大的磁场差分。

　　• 大电流/大汇流条。由于槽不具有孔的放大效应，因此槽将针对相同的电流和镂空宽度产生更小的磁场。

　　垂直和水平描述的是 DRV425 内部磁通门传感器灵敏度轴的 PCB 布局方向。在垂直布局中， 每个 DRV425 器件的灵敏度轴位于 y 轴中。每个器件测量任何磁场的 y 轴分量。类似地，在水平布局中， 每个 DRV425 器件的灵敏度轴位于 x 轴中，测量任何磁场的 x 轴分量。

　　有趣的是，每个器件在两个方向上检测到的所需差分磁 场非常类似。TI 建议使用垂直 PCB 布局，因为镂空内 每个 DRV425 器件检测到的值更大。但也存在使用水平 PCB 器件布局方向的原因：y 轴中具有较大的杂散场。

　　如图 3 所示，在将杂散磁场削减掉之前，每个 DRV42 5 器件都能检测到杂散磁场的强度。虽然两个 DRV425 器件之间的物理间距可能较小，但可能会存在一个或 两个 DRV425 器件检测到的总磁场 超过 2mT 磁场范围限值的情况。这会导致无效的测 量。由于磁场强度与距离成反比， 因此就需要在系统级别评估与杂散场源（如另一个汇流 条）的距离，以确保任一 DRV425 都不可能会发生饱和情况。

　　对于任何磁场测量，了解系统级影响是实现最佳性能系 统的关键。杂散磁场无法消除，但您可以将其影响降至最低。